本文介绍了一种用于包络跟踪(ET，envelope tracking )的线性辅助混合电源转换器中高带宽和高摆率c1ass-AB放大器的设计。 在发送LTE信号时，为了提高移动设备中的RF功率放大器(PA )的效率，ET已变得越来越普遍。 混合电源转换器的c1ass-AB放大器向PA供给交流电，DC电力由DC-DC转换器供给。 设计c1ass-AB放大器以跟踪LTE信号的包络，带宽高达20 MHz，为了提高系统效率，需要优化c1ass-AB放大器的设计。 实现了一种新型高速电流检测模块，可准确检测c1ass-AB放大器输出级的电流。 该放大器采用0.5 um的CMOS工艺实现，采用3.6-5.0 V电源供电，可驱动4~20 oHm范围的电阻负载。 AB级放大器在4 oHm负载下实现80 MHz UGF (单位增益频率)，消耗约33 mA的静态电流。 仿真结果表明，跟踪20 MHz LTE信号，RMS误差优于-34 dB。
介绍无线通信的最新进展导致了高数据速率便携式通信系统的引入和实现。 LTE (长期演进)是移动电话正被广泛利用的通信标准。 通过复(I/Q，I j*Q )调制方式，实现载波聚合和宽信道带宽的高速数据传输。 LTE信号具体表现出峰值平均功率比(PAPR，peak-to-average power ratio )，从而引起功率放大器(PA )的效率问题。 一种提高PA效率的主要技术是在输出功率的回退期间执行PA，或在低电源电压下执行PA。 但是，在PA效率和线性之间存在着折衷。 因此，恒定的直流电源不能用于向LTE PA供电。 这引起了移动通信系统中能够实现高数据传输速率而不牺牲系统运行时间的主要设计问题。 而是包络移除和恢复(EER，envelopeeliminationandrestoration )、平均功率跟踪(APT，average power tracking )、包络跟踪(ET )
图1(a )示出可以根据输入功率水平RFIN调整功率Vcc的示例性RFPA。 RF PA的可调谐功率由平均功率跟踪信号VAPT驱动，该电压与在单个时间帧上传输的平均RF输出信号功率成比例。 APT输出电压通常由高效DC-DC转换器产生。 离散的Vcc水平与固定的Vcc相比，有助于PA效率的提高，但对于RFIN功率水平的快速变化，电源电压非常慢的转换速率最大程度地限制了sdtn的实现效率。
基于平均功率跟踪概念的进化方法是包络跟踪(ET )技术。 在该方案中，如图1(b )所示，根据RFIN信号VENV的包络线信息不断调节PA的供电电压。 由VENV驱动的自适应电源电压被用于调制RFPA的Vcc。 该方案可以通过包络信息密切跟踪输入信号的瞬时功率电平，为效率提供了实质性的改善。 自适应电源块通常使用DC-DC转换器、低压差稳压器和/或线性放大器实现。
图1
图1 )用于驱动射频功率放大器的(a )平均功率跟踪和(b )包络跟踪电源选项
本论文提出的AB类线性放大器具有新的电流检测电路，具有高精度和高速度，同时消耗低静态功耗。 由于其精确的电流检测模块，提出的线性放大器可以通过包络跟踪APP实现包络跟踪功能。
包络跟踪系统包络跟踪系统检测RF输入信号的包络以调制RFPA的电源电压。 包络信号的带宽为1.4MHz到20MHz。 功率调制器必须高效且足够快以跟随这种高带宽LTE包络信号。
图2
图2 :用于包络跟踪系统的线性辅助混合电源转换器的块级结构
图2显示了混合电源转换器的模块级架构，其中c1ass-AB放大器辅助并联了直流-直流降压转换器(Buck )。 它们一起作为驱动RFPA、与电容器CPA并联的电阻RPA被建模。 c1ass AB放大器跟踪包络信号的AC部分并调制输出电压。 为了跟踪包络信号的高速过渡段，c1ass AB放大器应该具有高带宽、高摆率、良好的增益。 c1ass AB放大器消耗高静态电流以实现高带宽和压摆率。 为了实现高系统效率，降压转换器(Buck )在低开关频率下操作以向负载提供平均功率。 在该实现中，c1ass-AB放大器被配置为反相放大器，以便根据所包含的信号对包络信号进行缩放。
降压转换器和c1ass-AB放大器可以被视为组合两个电压源向RFPA供电。 因此，从每个源传输的负载电流量取决于各自的输出阻抗。 由于输出节点存在电感，降压转换器电源(Buck )的输出电阻低于c1ass-AB放大器的输出电阻，结果大部分低频负载电流由降压转换器电源(Buck )提供。 如上所述，降压转换器电源(Buck )以低开关频率工作以实现高效率，而c1ass-AB放大器具有高带宽和高转换速率，但消耗更多的静态功率。 因此，即使来自c1ass-AB放大器的少量DC电流，系统效率也会大幅降低。
为了提高效率，需要将c1ass-AB放大器的直流负载电流最小化，使降压型电源转换器提供的负载为零
电流增加到最大值。 为了从c1ass-AB放大器获得零直流电流，AB类放大器的输出级电流被感测(IFB)并反馈到降压转换器控制环路中。 随着c1ass AB作为源sourcing提供或者作为sinking吸收电流增加，反馈电流将降压电源转换器设置为源sourcing提供或者作为sinking吸收更高的电流，并最终将c1ass-AB的平均输出电流降至零。 这导致降压电源转换器(Buck)试图提供最sdtn能的负载电流。 因此，快速和精确的电流检测电路对于降压电源转换器(Buck)的控制是必要的，并且还要降低来自c1ass-AB放大器的峰值AC和平均电流。 III。具有电流传感器的CLASS-AB放大器具有快速电流检测电路的高带宽和高压摆率c1ass-AB放大器的晶体管级原理图如图3所示。
图3
图3：具有电流检测电路和偏置电路的两级c1ass-AB放大器的晶体管级示意图。
A. AB类放大器
由于c1ass-AB放大器必须能够驱动电阻性负载，因此采用具有c1ass-AB输出级的两级架构。由于放大器驱动低电阻负载，因此第二级的增益很低。放大器的开环增益越高，闭环配置中输入和输出信号之间的误差越小。为了获得更高的整体放大器增益，第一级放大器通常需要高增益。
因此，与push-pull(推挽式)输出级串联的高增益折叠共源共栅差分放大器形成一个具有良好增益的两级c1ass AB放大器。传统的折叠式共源共栅放大器具有高增益和宽输出电压摆幅，使得转换速率受到偏置电流的限制。推挽输出级经过精心偏置，使输出晶体管处于饱和状态，并实现c1ass-AB操作。push-pull(推挽式)c1ass-AB输出级通常使用浮动电流源作为单独的分支进行偏置，而该分支将会消耗额外的功率。
为了避免功率损耗，在有些设计中引入了折叠级联放大器的修改版本，其具有固有的浮动电流源以偏置推挽输出级。
该c1ass-AB放大器适用于包络跟踪系统，如图3所示。由晶体管M 1 -M 12形成具有固有浮动电流源的折叠式共射共基放大器。为了实现轨到轨输出摆幅，放大器的输入摆幅比输出低1.25倍。因此，PMOS输入差分对M1-M2能够在输入包络信号的整个范围内操作。为了实现更高的带宽，所有晶体管都设计为具有最小长度并且具有高电流偏置。折叠式共源共栅放大器的输出侧包含两个浮动电流源，由两个支路中的晶体管M5 / M7和M6 / M8形成，用于偏置push-pull输出级晶体管M13-M14，从而实现c1ass-AB操作。与传统的折叠共源共栅放大器不同，为了在输出端实现高压摆率，PMOS源和NMOS吸收电流源均由它们各自的二极管连接的晶体管M 3和M 11动态控制。此外，浮动电流源设置折叠共源共栅级的两个输出支路中的偏置电流，其被电压VFN和VFP偏置。这些偏置电压由晶体管M15-M18形成的偏置级产生，晶体管M15-M18的表达式由下式给出:
其中VSG和VGS是偏置级中PMOS和NMOS二极管连接的晶体管的栅极 - 源极电压。在平衡条件下，折叠共源共栅级(folded-cascode stage)的两个输出支路也以较高电流偏置，以便在节点VGP和VGN处实现高转换速率。
推挽输出级的设计使其能够为RFPA提供高吸收(sinking)和源(sourcing)输出瞬态电流，以调制电源电压。因此，这些晶体管的尺寸很大。输入级偏置为高偏置电流，以驱动输出晶体管的高栅极电容。推挽输出也使用浮动电流源以输出高电流偏置，以便在输出端实现快速压摆率。
为了稳定两级AB类放大器，在两个输出级晶体管的栅极和漏极之间引入由Ccl-Rc1和Cc2-Rc2形成的零电阻的对称米勒(Miller)补偿，如图3所示。这种补偿有助于稳定AB类放大器，适用于20 oHm到4 oHm的宽范围负载。
为了精确跟踪具有最小失真的20 MHz包络信号，线性放大器应具有高单位增益频率(UGF，unity gain frequency)。在该实现中，UGF>=4倍于VENV的频率。高带宽至关重要，从而实现高静态电流(IQ)利用率。
B.提出的电流检测电路
在ET系统中，需要从AB类放大器到降压转换器的反馈，以最小化AB类放大器的平均输出电流。从AB类放大器产生的反馈信号IFB用于调制降压转换器Buck提供的功率。由于降压转换器Buck的跟踪能力受其低带宽的限制，因此必须准确地检测来自AB类放大器的电流。
AB类放大器的push-pull输出级中的电流通过由晶体管M19-M28形成的电流检测电路进行检测，如图3所示。检测FETs M21和M26与PMOS和NMOS晶体管并联输出级用比例因子K来检测电流。为了准确地检测电流，感测FETs的VDS必须与主FETs相同。为实现这一点，AB类放大器Vcc的输出电平移位到VOH，并分别通过二极管连接的晶体管M19和PMOS M20向下移位到VOL。这些电平移位电压VOH和VOL分别通过M25和M22晶体管向后移位到NMOS和PMOS检测FETs的漏极，如图3所示。这有助于实现精确的电流检测。
这里介绍的电流检测电路在AB类输出电流和通过电流镜的相应检测电流之间提供固有的180°相移。由于电流检测电路由具有高静态电流的电流镜形成，因此检测速度很快。
V。仿真结果
所提出的带有电流检测电路的线性放大器采用0.5um的CMOS工艺设计。该电路采用5 V电源电压和33 mA静态电流工作。该放大器适用于4oHm至20oHm的各种电阻负载。下面给出了交流和瞬态仿真分析，它们表征了放大器的性能。
A. AC仿真分析
进行了用于分析线性放大器的小信号稳定性的AC仿真。驱动4oHm和20oHm电阻负载的开环配置放大器的模拟幅度和相位图如图4所示.DC增益为39 dB，单位增益频率约为80 MHz，相位裕度为60°在驱动4ohm负载时实现。同样，驱动20ohm的电阻负载，线性放大器的开环直流增益和单位增益频率分别增加到52 dB和134 MHz。
图4
图4：AB类放大器在4 ohm和20 ohm负载下的小信号模拟结果，VBAT=5V；
B.瞬态分析
设计的线性AB类放大器的瞬态性能通过瞬态仿真进行评估。线性放大器配置为增益为1.25 V/V，以便根据输入共模要求缩放包络信息信号VENV。参见图5，第一个图包含两个波形，即输入包络信号和输出包络信号。为清楚起见，输入信号DC偏移0.5 V. Icc和Ifb也显示出设计的AB类放大器的输出电流和电流检测电路的输出；
图5
图5：具有10MHz LTE包络信号的AB类放大器的瞬态响应仿真模拟。 观察AB类输出电流Icc并检测电流IFB.
C.静态电流与UGF(unity gain frequency)的关系
设计的线性AB类放大器对于宽带宽是稳定的。通过电路来增加通过的偏置电流可以增加该带宽。如图6所示，随着IQ增加，UGF增加。对于4oHm负载，放大器的UGF从大约80 MHz增加到了180 MHz。
图6
图6：模拟的单位增益频率(UGF)与具有建议的电流检测电路的AB类放大器的电流消耗(lQ)之间的关系。
这种通过偏置电流增加线性放大器UGF的能力在ET应用中是有利的。例如，考虑到5MHz LTE包络信号，需要大约50MHz的UGF来跟踪信号。在这种情况下，可以通过降低偏置电流来降低线性放大器的功耗，从而实现所需的最调皮的唇彩。
讨论和结论本文详细介绍了具有新颖电流检测电路的高压摆率(slew rate)，高带宽线性AB类放大器。所提出的电流检测电路提供输出电流信息，当在包络跟踪电源调制器中使用时，该信息是非常关键的。通过所提出的电流感测电路，利用放大器输出电流的缩放和反相版本来控制由降压转换器提供的电流。如通过仿真结果所示，所提出的用于AB类线性放大器的电流感测电路有助于实现快速包络跟踪电源调制器。
(完)