本文以单相光伏发电系统前级升压电路为例进行硬件设计，升压电路的硬件电路主要包括能量转换电路、开关管驱动电路和信号检测电路的设计。
1系统指标表1系统的设计参数
指标参数光伏额定功率： 1000W光伏最大输入电压： 150V光伏最小输入电压： 50V母线电压(升压电路输出电压) :
400V电流纹波率：
25%
输出纹波率： 0.1%开关频率： 20kHz开关周期： 50s2能量转换电路设计2.1能量转换电路原理图
图2能量转换电路原理图
2.2能量转换电路器件选型储能器件参数计算参考： Boost电路原理分析及其器件参数设计_Vane Zhang的博客-CSDN博客
1 .储能器件和功率管器件的选型
(1)储能电感l的设备选型(图2中的L1 ) () ) ) ) ) ) ) ) ) 652 )
升压电路的输入输出电压关系如下。
由上式计算占空比，得到0.625D0.875，d不会变为1/3，但基于电感取尽可能大的值的原则，这里仍然以D=1/3进行计算：
将系统指标的参数代入上式，如下所示。
另外，根据实际状况，认为输入电压平均为100V左右，此时电感上的最大电流如下
综上所述，考虑到系统的裕量，电感需要适当增大，在本例中，电感的参数设为5mH，饱和电流的参数设为10A。
图3定制铁氧体磁环的电感实物图(5mH/10A ) ) ) ) ) ) ) ) ) )。
)2)选择输出滤波电容器c的设备(图2中的C3~C10 ) () ) ) ) ) ) ) ) ) ) )
输出滤波器容量的选择依据如下。
将系统指标的参数代入上式，如下所示。
在本例中，升压电路的输出滤波器容量同时为系统的母线容量，因此通常设计时留出5~10倍的富馀。 通常只要留有两倍的富馀就可以了。 在本例中，输出滤波器电容必须为2000F，并且输出电容的耐压必须大于输出电压400V。 在硬件设计中，使用8个1000F/315V的电解电容器，以2个串联为一组，然后采用4组并联，最终得到2000F/600V的输出电容器。
图4牛角型电解电容器的实物照片(1000H/315V ) ) ) ) ) ) )。
)3)开关管VQ的设备选型(图2中的Q1 ) ) ) ) ) ) ) ) ) )。
选择开关元件时，需要考虑元件所能承受的最大电压和最大电流，并且还需要考虑最大开关频率等。 由电路拓扑可知，开关管上的最大电压为母线电压400V。 考虑到电路中可能存在尖峰，需要确保耐压裕度，因此耐压参数设计为600V。
从耐流的观点分析，输出的最大电流如下。
开关管上的最大电流如下。
同样考虑到一定的裕度，这里的耐流参数设计为50A。
考虑到以上两个因素，开关管选用英飞凌公司的绝缘栅双极型晶体管IKW50N60T，该型IGBT具有600V的耐压和50A的耐受电流，最大开关频率可达20kHz。
图5开关管IKW50N60T实物图(600V/50A ) )。
)4)二极管VD的设备选型(图2中的D1 ) ) ) ) ) ) ) ) )。
施加在二极管VD上的最大电压也是母线电压400V，该最大电流也同样被认为是20A。 Boost电路的二极管选择威世公司的高速恢复二极管VS-75EPU12L-N3，该型号的二极管具有1200V的耐压和75A的耐流，其反向恢复时间最大为62ns。
图62
极管VS-75EPU12L-N3实物图（1200V/75A）2. 其他器件选型
（1）输入滤波电容Cs的器件选型（图2中的C1A和C1B）
为了减少输入光伏电压的电压波动，本设计使用了2个680μF/400V的电解电容，并采用两个串联的方式得到340μF/800V的输入滤波电容。
图7 牛角型电解电容实物图（680μH/400V）
（2）吸收电容器件选型（图2中的C2A和C2B）
由于开关管关断时会在电路中产生较大的尖峰电压，有可能对电路元件造成损坏。因此考虑在Boost电路的母线电容之前并联吸收电容实现对电路的保护。本设计在母线上（母线电容之前）并联了两个1uF/1000V的CBB吸收电容，如图2所示。
图8 CBB吸收电容实物图（1μH/1000V）
（3）保险丝器件选型（图2中的F1）
本设计在电压输入端增加保险丝实现过流保护，采用10A的陶瓷保险丝。
图9 RO15陶瓷保险丝管（10A/500V）
补充：一个用MATLAB编写的小工具
图10 计算Boost电路储能器件参数的工具
下载链接：Boost_cal.rar_boost输出电压波形-嵌入式文档类资源-CSDN下载
3 开关管驱动电路设计Boost能量转换电路中的开关管采用IKW50N60T（IGBT管），由于处理器的IO口无法直接驱动IGBT的开关动作，因此必须设计相应的驱动电路。M57959L是为驱动IGBT而设计的厚膜集成电路，该模块采用高速光耦隔离输入，且与TTL电平兼容，可直接与处理器的IO口连接。
驱动电路的控制信号由处理器产生，并从M57959L的13号脚输入，驱动芯片的8号脚能够输出故障信号，并通过光耦隔离芯片PC817将故障信号传递给处理器；IGBT的驱动信号由5号脚输出，连接IBGT的G极；其中R3是栅极的限流电阻，需要选取合适的阻值，取值太大影响开关频率，取值过小无法起到保护作用。二极管D2和D3是短路/过载检测二极管，而稳压管DZ1则用来补偿D2和D3的反向恢复时间；稳压管DZ2和DZ3用来对输出驱动信号的进行限幅处理，以保护IGBT的发射结。
图11 开关管驱动电路原理图
4 信号检测电路设计信号检测电路负责对能量转换电路的运行状态进行监测，并将采集到的信息反馈至处理器以实现对系统的实时控制。需要采集的信号包括输入直流电压信号（最大150V）、输出直流电压信号（最大400V）和输入直流电流信号（最大10A）。
（1）输入电压检测电路（VSM025A匝数比n=2.5）
输入电压信号的检测电路，如图12所示。电压传感器选择VSM025A的霍尔传感器，转换比例n=2.5。首先通过功率电阻R4将待测大电压信号转换为小电流信号，传感器将该电流信号按照1:2.5比例进行输出。进入调理电路后先经过电阻R5将电流信号转换成电压信号，再经RC一阶滤波电路滤除高频干扰信号（R6和C16）。然后通过一级电压跟随器来实现阻抗匹配，最后再经过比例运算放大电路将电压信号调整到符合处理器输入要求的范围内，这里采用的LMV358运放可以将输出限制在0~3.3V。图12中的C17和C18是滤波电容。
待测电压信号为Vdc1，调理输出信号为Vad1，传感器原副边的转换比例为n，因此调理输出信号与待测信号的关系为：
图12 输入电压检测电路原理图
（2）输出电压检测电路（VSM025A匝数比n=2.5）
输出电压信号的检测电路如图13所示，其实现原理参考输入电压检测电路，这里不再赘述。待测电压信号为Vdc2，调理输出信号为Vad2，传感器原副边的转换比例为n，因此调理输出信号与待测信号的关系为：
图13 输出电压检测电路原理图
（3）输入电流检测电路（CSM005A匝数比n=200）
输入电流信号的检测电路如图14所示，实现原理同样参考输入电压检测电路。待测电流信号为Idc1，调理输出信号为Vad3，传感器原副边的转换比例为n，因此调理输出信号与待测信号的关系为：
图14 输入电流检测电路原理图
5 实验验证（1）实验平台
对Boost电路进行测试，验证其能否正常工作。利用STM32产生50%占空比的PWM信号对电路的开关管进行控制，给Boost电路加70V的直流电压作为输入，并在输出端接100Ω的电阻作为负载，通过示波器观察电路的输出电压波形。
图15 Boost电路功能验证测试平台
（2）实验波形
如下图是Boost电路的测试波形图，从图中可以看出开关管两端波形的占空比为50%，输入电压为70V左右，而输出电压为输入电压的两倍，约为140V。测试结果与Boost电路的理论基本一致，由此验证了本文对于Boost硬件电路设计的合理性。
图16 Boost电路测试输出波形