一. MOS管驱动电路概述
使用MOS管设计开关电源和电机驱动电路时，大多数人都会考虑MOS的导通电阻、最大电压等最大电流等，但也有不少人只考虑这些因素。 这样的电路可能工作，但并不出色，作为正式的产品设计也是不允许的。
1、MOS管的种类和结构
MOSFET管是一种FET (另一种是JFET )，可以制造为增强型或耗尽型、p沟道或n沟道共计4种类型，但实际使用的是增强型n沟道MOS管
不建议刨根问底为什么不使用耗尽型MOS管。
关于这两种增强型MOS管，比较常用的是NMOS。 因为导通电阻小，制造容易。 因此，在开关电源和电机驱动的APP应用中，一般使用NMOS。 在以下介绍中，也多以NMOS为主。
MOS管的三个引脚之间存在寄生电容，这不是我们需要的，而是由于制造工艺的限制。 由于寄生电容的存在，驱动电路的设计和选择很费工夫，但无法避免。 详情在后面叙述。
从MOS管的原理图来看，漏极和源极之间有寄生二极管。 这称为体二极管，在驱动电机等电感性负载方面，该二极管很重要。 顺便提一下，体二极管只存在于单一MOS管中，集成电路芯片内部通常没有。
2、MOS管导通特性
接通的意思是作为开关，相当于开关闭合。
NMOS的特性适合源极接地(低端驱动)的情况，因为Vgs超过一定值时导通。 栅极电压为4V或10V即可。
PMOS的特性适合将VCC连接到源极(高端驱动)，因为Vgs在低于一定值时导通。 但是，虽然PMOS可以方便地作为高端驱动器使用，但由于导通电阻大、价格高、更换种类少等原因，高端驱动器通常使用NMOS。
3、MOS开关管损耗
无论是NMOS还是PMOS，导通后都存在导通电阻，电流会因该电阻而消耗能量。 这个消耗的能量的一部分叫做导通损失。 选择导通电阻小的MOS管，导通损耗会变小。 现在的小功率MOS管的导通电阻一般在几十毫欧元左右，也有几毫欧元的。
MOS在导通和截止时，并不是瞬间完成的。 MOS两端的电压有下降的过程，流动的电流有上升的过程。 gddxh，MOS管的损耗是电压和电流的乘积，称为开关损耗。 通常，开关损耗远大于导通损耗，而且开关频率越快，损耗也越大。
因为接通瞬间的电压和电流的乘积很大，所以损失也很大。 可以缩短开关时间，减小每次导通时的损失。 降低开关频率可以减少单位时间的开关次数。 这两种方法都可以减小开关损耗。
4、MOS管驱动
与双极晶体管相比，导通MOS管不需要电流，GS电压高于一定值即可。 这很简单，但需要速度。
从MOS管的结构中可以看出，GS、GD之间存在寄生电容，MOS管的驱动实际上是对电容的充放电。 对电容器充电需要电流。 对电容器的充电可以瞬间将电容器视为短路，因此电流会瞬间变大。 在选择/设计MOS管驱动时，首要注意的是可以提供瞬时短路电流的大小。
第二个注意点是，高端驱动一般使用的NMOS在导通时栅极电压比源极电压大。 对于高端驱动的MOS管，由于科英博的导通电压和漏极电压(VCC )相同，因此此时栅极电压比VCC大4V或10V。 要在同一系统中获得大于VCC的电压，需要专用的升压电路。 许多电机驱动器内置电荷泵，但必须选择合适的外置电容器，以获得足够的短路电流来驱动MOS管。
以上提到的4V和10V是常用的MOS管导通电压，设计上当然需要一定的裕度。 此外，电压越高，导通速度越快，导通电阻也越小。 目前，导通电压更小的MOS被用于各种领域，但对于12V汽车电子系统，一般4V导通就足够了。
MOS管驱动电路及其损耗可以参考Microchip公司的an 799 matchingmosfetdriverstomosfets。 因为详细叙述了，所以不怎么打算写。
5、MOS管应用电路
MOS管最明显的特性是开关特性好，因此被广泛应用于需要电子开关的电路中，是开关电源和电机驱动等常见的东西，还有照明调光。
二、目前的MOS驱动器有一些特殊的APP
1、低压APP
使用5V电源时，如果此时使用传统的图腾柱结构，由于晶体管的be会有0.7V左右的电压降，因此实际上最终施加到gate上的电压只有4.3V。 此时，我们选择标称栅极电压4.5V的MOS管存在一定风险。
使用3V或其他低压电源时也会出现同样的问题。
2、广电压应用
输入电压不是固定值，而是根据时间和其他因素而变化。 由于该变动，PWM电路提供给MOS管的驱动电压变得不稳定。
为了使MOS管在高gate电压下安全，许多MOS管都内置了稳压管，强制限制gate电压的振幅。 在这种情况下，如果提供的驱动电压超过稳定管的电压，则会产生较大的静态功耗。
另外，如果单纯地根据电阻分压原理降低gate电压，则在输入电压比较高时MOS晶体管良好地动作，但在输入电压低时gate电压不足，导通变得不充分，会增加
加功耗。3、双电压应用
在一些控制电路中，逻辑部分使用典型的5V或者3.3V数字电压，而功率部分使用12V甚至更高的电压。两个电压采用共地方式连接。
这就提出一个要求，需要使用一个电路，让低压侧能够有效的控制高压侧的MOS管，同时高压侧的MOS管也同样会面对1和2中提到的问题。
在这三种情况下，图腾柱结构无法满足输出要求，而很多现成的MOS驱动IC，似乎也没有包含gate电压限制的结构。
三、相对通用的电路
电路图如下：
图1 用于NMOS的驱动电路
图2 用于PMOS的驱动电路
这里只针对NMOS驱动电路做一个简单分析：
Vl和Vh分别是低端和高端的电源，两个电压可以是相同的，但是Vl不应该超过Vh。
Q1和Q2组成了一个反置的图腾柱，用来实现隔离，同时确保两只驱动管Q3和Q4不会同时导通。
R2和R3提供了PWM电压基准，通过改变这个基准，可以让电路工作在PWM信号波形比较陡直的位置。
Q3和Q4用来提供驱动电流，由于导通的时候，Q3和Q4相对Vh和GND最低都只有一个Vce的压降，这个压降通常只有0.3V左右，大大低于0.7V的Vce。
R5和R6是反馈电阻，用于对gate电压进行采样，采样后的电压通过Q5对Q1和Q2的基极产生一个强烈的负反馈，从而把gate电压限制在一个有限的数值。这个数值可以通过R5和R6来调节。
最后，R1提供了对Q3和Q4的基极电流限制，R4提供了对MOS管的gate电流限制，也就是Q3和Q4的Ice的限制。必要的时候可以在R4上面并联加速电容。
这个电路提供了如下的特性：
1，用低端电压和PWM驱动高端MOS管。
2，用小幅度的PWM信号驱动高gate电压需求的MOS管。
3，gate电压的峰值限制
4，输入和输出的电流限制
5，通过使用合适的电阻，可以达到很低的功耗。
6，PWM信号反相。NMOS并不需要这个特性，可以通过前置一个反相器来解决。
在设计便携式设备和无线产品时，提高产品性能、延长电池工作时间是设计人员需要面对的两个问题。DC-DC转换器具有效率高、输出电流大、静态电流小等优点，非常适用于为便携式设备供电。目前DC-DC转换器设计技术发展主要趋势有：
(1)高频化技术：随着开关频率的提高，开关变换器的体积也随之减小，功率密度也得到大幅提升，动态响应得到改善。小功率DC-DC转换器的开关频率将上升到兆赫级。
(2)低输出电压技术：随着半导体制造技术的不断发展，微处理器和便携式电子设备的工作电压越来越低，这就要求未来的DC-DC变换器能够提供低输出电压以适应微处理器和便携式电子设备的要求。
这些技术的发展对电源芯片电路的设计提出了更高的要求。首先，随着开关频率的不断提高，对于开关元件的性能提出了很高的要求，同时必须具有相应的开关元件驱动电路以保证开关元件在高达兆赫级的开关频率下正常工作。其次，对于电池供电的便携式电子设备来说，电路的工作电压低(以锂电池为例，工作电压2.5～3.6V)，因此，电源芯片的工作电压较低。
MOS管具有很低的导通电阻，消耗能量较低，在目前流行的高效DC－DC芯片中多采用MOS管作为功率开关。但是由于MOS管的寄生电容大，一般情况下NMOS开关管的栅极电容高达几十皮法。这对于设计高工作频率DC－DC转换器开关管驱动电路的设计提出了更高的要求。
在低电压ULSI设计中有多种CMOS、BiCMOS采用自举升压结构的逻辑电路和作为大容性负载的驱动电路。这些电路能够在低于1V电压供电条件下正常工作，并且能够在负载电容1～2pF的条件下工作频率能够达到几十兆甚至上百兆赫兹。本文正是采用了自举升压电路，设计了一种具有大负载电容驱动能力的，适合于低电压、高开关频率升压型DC－DC转换器的驱动电路。电路基于Samsung AHP615 BiCMOS工艺设计并经过Hspice仿真验证，在供电电压1.5V ，负载电容为60pF时，工作频率能够达到5MHz以上。
自举升压电路
自举升压电路的原理图如图1所示。所谓的自举升压原理就是，在输入端IN输入一个方波信号，利用电容Cboot将A点电压抬升至高于VDD的电平，这样就可以在B端输出一个与输入信号反相，且高电平高于VDD的方波信号。具体工作原理如下。
当VIN为高电平时，NMOS管N1导通，PMOS管P1截止，C点电位为低电平。同时N2导通，P2的栅极电位为低电平，则P2导通。这就使得此时A点电位约为VDD，电容Cboot两端电压UC≈VDD。由于N3导通，P4截止，所以B点的电位为低电平。这段时间称为预充电周期。
当VIN变为低电平时，NMOS管N1截止，PMOS管P1导通，C点电位为高电平，约为VDD。同时N2、N3截止，P3导通。这使得P2的栅极电位升高，P2截止。此时A点电位等于C点电位加上电容Cboot两端电压，约为2VDD。而且P4导通，因此B点输出高电平，且高于VDD。这段时间称为自举升压周期。
实际上，B点电位与负载电容和电容Cboot的大小有关，可以根据设计需要调整。具体关系将在介绍电路具体设计时详细讨论。在图2中给出了输入端IN电位与A、B两点电位关系的示意图。
驱动电路结构
图3中给出了驱动电路的电路图。驱动电路采用Totem输出结构设计，上拉驱动管为NMOS管N4、晶体管Q1和PMOS管P5。下拉驱动管为NMOS管N5。图中CL为负载电容，Cpar为B点的寄生电容。虚线框内的电路为自举升压电路。
本驱动电路的设计思想是，利用自举升压结构将上拉驱动管N4的栅极(B点)电位抬升，使得UB>VDD+VTH ，则NMOS管N4工作在线性区，使得VDSN4 大大减小，最终可以实现驱动输出高电平达到VDD。而在输出低电平时，下拉驱动管本身就工作在线性区，可以保证输出低电平位GND。因此无需增加自举电路也能达到设计要求。
考虑到此驱动电路应用于升压型DC－DC转换器的开关管驱动，负载电容CL很大，一般能达到几十皮法，还需要进一步增加输出电流能力，因此增加了晶体管Q1作为上拉驱动管。这样在输入端由高电平变为低电平时，Q1导通，由N4、Q1同时提供电流，OUT端电位迅速上升，当OUT端电位上升到VDD－VBE时，Q1截止，N4继续提供电流对负载电容充电，直到OUT端电压达到VDD。
在OUT端为高电平期间，A点电位会由于电容Cboot 上的电荷泄漏等原因而下降。这会使得B点电位下降，N4的导通性下降。同时由于同样的原因，OUT端电位也会有所下降，使输出高电平不能保持在VDD。为了防止这种现象的出现，又增加了PMOS管P5作为上拉驱动管，用来补充OUT端CL的泄漏电荷，维持OUT端在整个导通周期内为高电平。
电容Cboot的大小的确定
Cboot的最小值可以按照以下方法确定。在预充电周期内，电容Cboot 上的电荷为VDDCboot 。在A点的寄生电容(计为CA)上的电荷为VDDCA。因此在预充电周期内，A点的总电荷为
Q_{A1}=V_{DD}C_{boot}+V_{DD}C_{A} (1)
B点电位为GND，因此在B点的寄生电容Cpar上的电荷为0。
在自举升压周期，为了使OUT端电压达到VDD，B点电位最低为VB＝VDD+Vthn。因此在B点的寄生电容Cpar上的电荷为
Q_{B}=(V_{DD}+V_{thn})Cpar (2)
忽略MOS管P4源漏两端压降，此时Cboot上的电荷为VthnCboot ，A点寄生电容CA的电荷为(VDD+Vthn)CA。A点的总电荷为
QA2=V_{thn}C_{BOOT}+(V_{DD}+V_{thn})C_{A} (3)
同时根据电荷守恒又有
Q_{B}=Q_{A}-Q_{A2} (4)
综合式(1)～(4)可得
C_{boot}=frac{V_{DD}+V_{thn}}{v_{DD}-v_{thn}}Cpar+frac{v_{thn}}{v_{DD}-v_{thn}}C_{A}=frac{V_{B}}{v_{DD}-v_{thn}}Cpar+frac{V_{thn}}{v_{DD}-v_{thn}}C_{A} (5)
从式(5)中可以看出，Cboot随输入电压变小而变大，并且随B点电压VB变大而变大。而B点电压直接影响N4的导通电阻，也就影响驱动电路的上升时间。因此在实际设计时，Cboot的取值要大于式(5)的计算结果，这样可以提高B点电压，降低N4导通电阻，减小驱动电路的上升时间。
P2、P4的尺寸问题
将公式(5)重新整理后得：
V_{B}=({V_{DD}-V_{thn})frac{C_{boot}}{Cpar}-V_{thn}frac{C_{A}}{Cpar} (6)
从式(6)中可以看出在自举升压周期内， A、B两点的寄生电容使得B点电位降低。在实际设计时为了得到合适的B点电位，除了增加Cboot大小外，要尽量减小A、B两点的寄生电容。 在设计时，预充电PMOS管P2的尺寸尽可能的取小，以减小寄生电容CA。而对于B点的寄生电容Cpar来说，主要是上拉驱动管N4的栅极寄生电容，MOS管P4、N3的源漏极寄生电容只占一小部分。我们在前面的分析中忽略了P4的源漏电压，因此设计时就要尽量的加大P4的宽长比，使其在自举升压周期内的源漏电压很小可以忽略。但是P4的尺寸以不能太大，要保证P4的源极寄生电容远远小于上拉驱动管N4的栅极寄生电容。
阱电位问题
如图3所示，PMOS器件P2、P3、P4的N-well连接到了自举升压节点A上。这样做的目的是，在自举升压周期内，防止他们的源/漏--阱结导通。而且这还可以防止在源/漏--阱正偏时产生由寄生SRC引起的闩锁现象。
上拉驱动管N4的阱偏置电位要接到它的源极，最好不要直接接地。这样做的目的是消除衬底偏置效应对N4的影响。
Hspice仿真验证结果
驱动电路基于Samsung AHP615 BiCMOS工艺设计并经过Hspice仿真验证。在表1中给出了电路在不同工作电压、不同负载条件下的上升时间tr和下降时间tf 的仿真结果。在图5中给了电路工作在输入电压1.5V、工作频率为5MHz、负载电容60pF条件下的输出波形。
结合表1和图5可以看出，此驱动电路能够在工作电压为1.5V，工作频率为5MHz，并且负载电容高达60pF的条件下正常工作。它可以应用于低电压、高工作频率的DC－DC转换器中作为开关管的驱动电路。
结论
本文采用自举升压电路，设计了一种BiCMOS Totem结构的驱动电路。该电路基于Samsung AHP615 BiCMOS工艺设计，可在1.5V电压供电条件下正常工作，而且在负载电容为60pF的条件下，工作频率可达5MHz以上。